Aula 18 - Amplificador operacional

Conceito básico

Um amplificador operacional tem a representação simbólica dada pela figura 01 , a tensão de alimentação do circuito interno Vcc e massa estão indicadas apenas nesta figura por questão de clareza. Possui uma saída O, uma entrada inversora (-) e uma entrada não inversora (+).

Figura 01 - Amplificador operacional.

Considerando a o ganho, a relação entre as tensões V2 e V1 aplicadas nas entradas e a saída Vo é dada por:

• Vo = a ( V1 - V2 ).

Ou seja, é um amplificador linear cuja tensão de saída é proporcional à diferença entre as tensões aplicadas nas entradas.

Principais características

Um amplificador operacional ideal teria alguns parâmetros nulos e outros infinitos. Como isso não se consegue na prática, alguns são bastante baixos e outros são bastante altos para uma aproximação com o ideal. Veja alguns:

• Ganho a: no ideal seria infinito. Na prática, valores como 200 000 são usados.
• Impedância de entrada: infinita no ideal. Na prática, valores como 10 MΩ são possíveis (isso significa que o amplificador não consome corrente pelas entradas).
• Impedância de saída: nula no ideal. Valores como 75 Ω são usados na prática, significando ausência de queda de tensão interna na saída.
• Resposta de freqüência: de 0 ao infinito no ideal. Na prática escolhem-se tipos com resposta bastante acima da freqüência na qual irão operar para dar uma aproximação do ideal.
• Relação de rejeição em modo comum: este parâmetro provavelmente é mais conhecido pela sigla inglesa CMRR (common mode rejection ratio). Conforme igualdade I.1, um amplificador operacional ideal tem saída nula se as entradas são iguais. Nos circuitos práticos, há sempre uma pequena saída com as entradas iguais, condição esta chamada de modo comum. A condição usual, isto é, com tensões de entrada diferentes, é chamada modo diferencial. E o parâmetro é dado pela relação, expressa em decibéis, dos ganhos em ambas condições CMRR = 20 log (ganho modo diferencial / ganho modo comum). Um circuito ideal teria CMRR infinito.

Amplificador inversor

Figura 02 - Amplificador Inversor

O amplificador inversor é um Amplificador Operacional com dois resistores de realimentação, sendo VI a tensão de entrada e VO a tensão de saída do amplificador.

• O resistor R1 liga a tensão de entrada VI ao terminal inversor VN.
• O resistor de realimentação RF liga o terminal inversor VN ao terminal de saída VO.
• O terminal não-inversor VP é ligado ao terra (GND).
• O ganho de tensão é calculado por: Av = (-Rf / R1).

Este amplificador é chamado de inversor porque, além de amplificar o sinal de entrada, o sinal de saída possui polaridade invertida, ou seja, valores positivos na entrada se tornam valores negativos na saída e vice-versa.

O ganho de tensão também pode ser calculado dividindo a tensão de saída pela tensão de entrada.

Note que as tensões de entradas e saídas estão sincronizadas (com inversão de polaridade).

Neste circuito utilizamos os resistores Rf = 100 K Ohms e R1 = 22 K Ohms.

Amplificador não-inversor

O amplificador não-inversor é um Amplificador Operacional com dois resistores de realimentação, sendo VI a tensão de entrada e VO a tensão de saída do amplificador.

• O resistor R1 liga o terra (GND) ao terminal inversor VN.
• O resistor de realimentação RF liga o terminal inversor VN ao terminal de saída VO.
• O terminal não-inversor VP é ligado a entrada VI.
• O ganho de tensão é calculado por: Av = (Rf / R1) + 1.

Este amplificador é chamado de não-inversor porque o sinal de saída possui mesma polaridade do sinal de entrada, ou seja, valores positivos na entrada causam valores positivos na saída e o mesmo para entradas negativas.

O ganho de tensão também pode ser calculado dividindo a tensão de saída pela tensão de entrada.

Note que as tensões de entradas e saídas estão sincronizadas (sem inversão de polaridade.

Já neste circuito utilizamos os resistores Rf = 100 K Ohms e R1 = 10 K Ohms.

Circuito multiplicador

Figura 04 - Circuito Multiplicador

Quando uma tensão Vi é aplicada na entrada inversora através de uma resistência R1 e esta recebe uma realimentação da saída através de R2. A entrada não inversora é colocada em potencial nulo, por razão do terra virtual(espelhamento de tensão nas entradas (-) e (+).

Analisando o nó S e considerando que a impedância das entradas é muito alta, pode-se supor que nenhuma corrente será drenada pela entrada inversora. Assim, conforme leis de Kirchhoff, a corrente em R1 deve ser igual à corrente em R2: (Vi - V2) / R1 = (V2 - Vo) / R2 ou R2 (Vi - V2) = R1 (V2 - Vo).

Pela igualdade em Conceito básico: Vo = a (V1 -V2) = -a V2 , pois V1 = 0.
Substituindo na anterior: R2Vi + R2Vo/a = -R1Vo/a - R1Vo.
Desde que o ganho a é muito alto, pode-se considerar nulas as parcelas que têm a como divisor e, portanto, R2 Vi = - R1 Vo ou:

• Vo = - (R2/R1) Vi.

Ou seja, a tensão de saída é igual ao inverso da entrada, multiplicado pelo fator dado pela relação entre R2 e R1. Se R1 e R2 são resistores de precisão, o cálculo será igualmente preciso.

Terra virtual

Um fato interessante é observado quando se determina a impedância no nó S do circuito do tópico anterior. A impedância é dada pela relação entre o potencial no nó (V2) e a corrente em R1: Z = V2/IR1.

Já foi visto que a corrente em R1 é igual à corrente em R2: IR1 = IR2 = (V2 - Vo)/R2 e substituindo temos: Z = V2 R2 / (V2 - Vo) = R2 / (1 - Vo/V2) = R2 / (1 + a).

• Z = R2 / (1 + a).

Como o ganho a é muito grande, a impedância é muito baixa (nula no caso ideal), embora o nó não esteja diretamente em contato com a massa. Daí o nome de terra virtual. Isto, em outras palavras, pode ser explicado pela realimentação negativa, que tende a anular a entrada em S, mantendo-a no potencial da massa. Também significa que não há corrente circulando entre o nó S e a terra.

Devido à terra virtual, pode-se concluir que a impedância na entrada (ponto de aplicação de Vi) é igual a R1.

Circuito somador

Figura 05 - Circuito somador

A expressão Vo = - (R2/R1) Vi do circuito multiplicador pode ser escrita como Vi/R1 = - Vo/R2. Isso está de acordo com o conceito de terra virtual do item anterior pois, como não há corrente entre o nó S e a terra, a corrente que entra deve ser igual à que sai com sinal invertido para atender à lei de Kirchhoff.

Assim, se R1 é substituído por um conjunto de resistências, por exemplo Ra, Rb e Rc conforme figura 03 ao lado, devemos ter:

Va/Ra + Vb/Rb + Vc/Rc = = -Vo/R2 ou Vo = -R2 ( Va/Ra + Vb/Rb + Vc/Rc). Se Ra = Rb = Rc = R temos:

• Vo = -( R2 / R ) (Va + Vb + Vc).

Assim, com R2 e R conhecidos, pode-se obter a soma das tensões de entrada.

Circuito integrador

Figura 06 - Circuito integrador

Se, no circuito multiplicador, R2 for substituído por um capacitor C conforme figura 04 e considerando que a corrente que chega em S é igual à que sai com sinal invertido conforme já visto, pode-se calcular a saída Vo em função de Vi. Lembrando que em um capacitor V = q/C onde q é a carga elétrica e que q = ∫ i dt, temos: Vo = q/C = (1/C) ∫ iCdt. Mas iC = -i = -Vi/R1. Substituindo temos:

• Vo = -(1/R1 C) ∫ Vi dt.

Ou seja, a tensão de saída é igual à integração da tensão de entrada ao longo do tempo.

Figura 06.1 - Tensões de entrada
e saída no circuito integrador.

A figura 05 mostra um exemplo: uma tensão de entrada Vi em forma de um pulso corresponde a uma saída Vo em forma de rampa.

Isso tem aplicação, por exemplo, em controles PID, onde uma variável de controle em forma de pulso é suavizada para uma rampa a fim de melhor correspondência com a inércia do sistema a controlar.

Circuito diferenciador

Figura 07 - Circuito diferenciador

Se, no circuito anterior, R1 e C são trocados de posições, resulta na função inversa. Considerando que i = dq/dt e q = CV e fazendo a igualdade das correntes: - Vo/R1 = i = dq/dt = d( C Vi)/dt = C dVi/dt ou:

• Vo = -R1 C dVi/dt. 

Portanto, o circuito opera como um diferenciador.

Comparador

Figura 08 - Circuito comparador

Pela igualdade do circuito básico (tópico Conceito básico), Vo = a ( V1 - V2 ), é fácil deduzir que se V1 = V2 então Vo = 0.

Portanto, o amplificador operacional pode funcionar como um comparador no qual a saída será nula se as tensões aplicadas nas entradas forem iguais.

Este circuito, como o nome diz, funciona como um comparador de tensões. Num caso prático, coloca-se uma tensão fixa em uma das entradas (vT por exemplo) e a outra é ligada no circuito que se deseja monitorar. A figura 8 ilustra a função de transferência do comparador (vI é a entrada).

Figura 08.1 - Função de transferência
do circuito comparador.

No caso dos circuitos digitais, faz sentido utilizar este circuito com Vcc = 5V e Vee = 0. Pois, dessa forma, a saída do comparador indicará seu estado em binário: 0 (0V) ou 1 (5V).







Amplificador logarítmico

Figura 09 - Circuito logarítmico

Se o elemento de realimentação for um componente não linear conforme figura 09, o resultado será um amplificador logarítmico.

O ganho do amplificador logarítmico depende da intensidade do sinal de entrada. Com sinais fracos o ganho é maior e com sinais fortes o ganho diminui. Esse ganho pode variar tipicamente entre algo em torno a 1 para sinais fortes (com amplitude próxima da tensão de alimentação) até 50 000 para sinais muito fracos, da ordem de microvolts.
A tensão de saída será pela fórmula abaixo:

• Vo = a ln (b Vi/R1). 

Onde a e b são constantes.

Implementação do amplificador operacional

Figura 10 - Amplificador operacional

Embora não é propósito desta página a implementação interna do amplificador operacional. O circuito da figura 09 é apenas uma curiosidade de um amplificador operacional simples. Tem um ganho na faixa de 100000 e uma impedância de entrada perto de 5 M (devido ao uso dos FETs na entrada).

É evidente que a implementação nos circuitos integrados é mais complexa, para oferecer características inexistentes neste circuito simples, como estabilidade a variações de tensão de alimentação, compensação de temperatura e outras.

O diagrama elétrico dos circuitos com amplificador operacional LM741 está disponível em: 24_11_01 Circuitos com Amplificador Operacional LM741.

© Direitos de autor. 2014: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 13/11/2014.

Equipamentos - Osciloscópio Analógico

O osciloscópio é um instrumento de medida destinado a visualizar um sinal elétrico.  O principal componete do osciloscópio é o TRC que permite observar numa tela (5) a tensão elétrica, em função do tempo. O elemento sensor é um feixe de elétrons (2) que, devido ao baixo valor da sua massa e por serem partículas carregadas eletricamente, podem ser facilmente aceleradas e defletidas pela ação de um campo elétrico (4) ou magnético. A diferença de potencial é lida a partir da posição de um sinal luminoso numa tela retangular graduada. O sinal luminoso é resultado do impacto do feixe de elétrons num alvo (5) revestido de um material fluorescente.O sinal a medir é ligado a um dos conectores de entrada.

Osciloscópios – Ajustes Básicos

Power – chave liga e desliga.

Intensidade – define o brilho do feixe na tela.

Foco (focus) – permite a melhor definição do traço.

Iluminação (illum) – define a iluminação da gratícula ou retícula que fica em frente ao tubo.

Chave de acoplamento – define se o sinal de entrada será só alternado, alternado mais a tensão contínua sobreposta a ele ou se a entrada ficará em curto para ajustes do feixe. Muitas vezes temos, em eletrônica, um sinal AC sobreposto há um sinal DC, se deixarmos esta chave na posição AC só o sinal AC entrará e será mostrado na tela na mesma posição em que estava o feixe. Se colocarmos na posição DC o sinal mostrado mudará de posição no eixo vertical, de acordo com o valor da tensão DC.

Chave de Volts/ Divisão – define quantos volts ocuparão cada divisão vertical da tela. Se o sinal ocupa uma divisão na vertical e esta chave esta indicando 5 volts por divisão este sinal terá 5 volts de pico a pico. No centro desta chave há um ajuste que permite variar linearmente esta amplitude. Este ajuste deve sempre estar na posição de lock ou no máximo para a direita possível ou na posição em que fizer um click. Caso contrário o sinal medido na corresponderá ao que indica a chave.

Chave Tempo/ Divisão (time/div) – define quanto períodos caberão em cada divisão horizontal da tela. Se um ciclo do sinal ocupa uma divisão no eixo horizontal e esta chave esta ajustada para 10ms, o período do sinal será de 10ms e sua freqüência será o inverso disto, ou seja, 100 Hertz. Esta chave também terá uma posição X-Y, se o osciloscópio for de mais de um canal, que é utilizada junto com um gerador de varredura para sintonizarmos circuitos de RF, entre outros. No centro desta chave há um ajuste que permite variar linearmente esta amplitude. Este ajuste deve sempre estar na posição de lock ou no máximo

para a direita possível ou na posição em que fizer um click. Caso contrário o sinal medido

na corresponderá ao que indica a chave.

Posição vertical ( vertical position) – define a posição do traço no eixo vertical.

Posição horizontal (horizontal position) – define a posição do traço no eixo horizontal.

Vertical modo (V mode) – define qual canal será visto na tela, se apenas um, se os dois em

conjunto ou os dois somados. CH1 – o sinal do canal 1 será visto na tela. CH2 – o sinal do canal 2 será visto na tela.  ALT – os sinais dos dois canais serão vistos porém alternadamente. CHOP – os sinais serão mostrados ao mesmo tempo, é mostrado uma pequena parte do sinal do canal 1 depois uma pequena parte do canal 2 e assim sucessivamente, mas isto é feito de forma tão rápida que temos a impressão de uma imagem contínua. ADD – soma os sinais dos dois canais e mostra o resultado na tela.

Trigger – define como parar o sinal na tela para uma melhor visualização. Este ajuste pode ser dividido em diversas chaves: Modo (mode) – define se a referência para travar o sinal será automática, normal (dependerá de um ajuste manual), terá como referência o sincronismo vertical de uma TV ou a sincronismo horizontal de uma TV. Acoplamento (coupling) – define se para o trigger será usado sinais só compostos por AC, sinais de alta freqüência, sinais de baixa freqüência ou sinais com DC. Fonte (source) – define a origem do sinal para “trigar” ou para parar a forma de onda na tela. A referência pode vir do canal 1, do canal 2 (se for um osciloscópio com dois canais), da rede (line) ou pode ser externa (existe um conector para se entrar comum sinal externo). Nível de travamento (level hodloff) – é um ajuste que permite que, quando a chave modo esteja na posição manual, ajustar o ponto de Trigger ou travamento do sinal na tela.  Slope – define se a forma de onda vista se iniciará com o semiciclo positivo ou negativo. É útil quando temos um sinal difícil de ser travado. 

Existem ainda, junto com as chaves de volts por divisão e time por divisão, chaves, que podem estar acopladas a estas ou não, que permitirão ampliar o sinal visto por 5 ou 10 vezes além de permitir variá-los linearmente. O mesmo acontece com a chave tempo por divisão só que no eixo horizontal. Dá para perceber que estas chaves de expansão devem estar desligadas para uma leitura correta da amplitude e período ou freqüência de um sinal. Estes recursos só são utilizados para se observar detalhes nos sinais.
© Direitos de autor. 2019: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 22/02/2019

Ex 17.6 - Fonte de alimentação ajustável com transistor TIP3055

Um dos transistores de potências mais populares em todos os tipos de montagem é o 2N3055. E com ele, temos a versão de invólucro plástico TIP3055 com características semelhantes. Neste artigo damos uma seleção de aplicações práticas com este componente fantástico. Lembramos que o 2N3055 tem dissipação de 115 W e o TIP3055 uma dissipação de 90 W.

Para os casos em que não se necessita o máximo deste transistor como, por exemplo, uma potência máxima de 90 W, sob tensão máxima de 60 V, podemos contar com a versão plástica em invólucro TO-218 que é o TIP3055, cuja pinagem é mostrada na figura 1.

Na figura 2 temos o diagrama de uma fonte de alimentação variável cuja corrente máxima pode superar os 3 A.

Nesta fonte o diodo zener determina a tensão máxima de saída e os diodos devem ser os 1N5402 se a corrente for maior que 2 A.

O transformador deve ter enrolamento secundário de acordo com a corrente máxima desejada.

Na fonte mostrada a corrente no potenciômetro é menor, graças ao uso de uma etapa Darlington e com isso ele não precisa ser de fio.

A corrente máxima pode chegar aos 5 A. Para mais de 2 A, os diodos retificadores devem ser os 1N5402.

A folha de dados do Transistor TIP3055 está disponível em: 25_01_01 Transistor TIP3055.

© Direitos de autor. 2018: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 19/04/2022.

Ex 17.5 Controle de Motor com transistor IGBT

 IGBT FGA25N120

• Tensão Coletor-Emissor V CES de 1200 V. 
• Tensão Porta-Emissor V GES de alcance ± 20 V. 
• Corrente Coletora I C na temperatura de 25°C é 50A e na temperatura de 100°C é 25A. 
• Corrente Coletora Pulsada I CM é 90A. 
•  Corrente Direta Máxima I FM do Diodo é 150 A. 
• Dissipação Máxima de Potência PD  a 25°C é 312 W.
• Dissipação Máxima de Potência a 100°C é 125 W.

O IGBT FGA25N120 ANTD 1200V NPT (Nonpunch-Through) oferece desempenhos superiores de condução e comutação, alta robustez contra avalanches e fácil operação paralela. Com um processo de desenvolvimento de dispositivo mais simples e menores perdas de comutação, o FGA25N120 ANTD é bem adequado para aplicações de comutação ressonante ou suave, como aquecimento por indução, forno de micro-ondas.

O Transistor Bipolar de Porta Isolada (IGBT) pode ser ligado e desligado ativando a porta. O circuito abaixo mostra a comutação do LED e do Motor dando entrada ao terminal de Porta do IGBT.
Se tornarmos o Gate mais positivo aplicando voltagem através do gate, o emissor do IGBT mantém o IGBT em seu estado “ON“ e se tornarmos o Gate negativo ou zero push o IGBT permanecerá no estado “OFF”. É o mesmo que a comutação BJT e MOSFET.

A folha de dados do Transistor IGBT FGA25N120 está disponível em: 24_10_01 Transistor IGBT FGA25N120.

© Direitos de autor. 2024: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 02/10/2024

Ex 17.4 Controle de Farol Marítimo com Transistores UJT e MOSFET

Este circuito foi projetado para controlar um farol marítimo que irá piscar uma lâmpada em uma sequência simples: flashes de 6s com um intervalo de 16s.  A malha do temporizador RC é conectado ao UJT que funciona como oscilador de relaxação para fornecer pulsos no gate do MOSFET IRF630. O MOSFET pode controlar uma carga de até 1800 watts.

 O diagrama elétrico do circuito oscilador com transistor UJT e controle de carga com transistor MOSFET IRF630 está disponível em: 24_06_06 Oscilador com UJT e controle de carga com Transistor Mosfet IRF630.

© Direitos de autor. 2024: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 05/06/2024

EX 17.3 - Transistor de Efeito de Campo de Oxido Metal como Dimmer

Este circuito eletrônico de dimmer tem caracteristicas bem diferentes dos demais circuitos, pois além de utilizar um Mosfet, este é especial pelo motivo de seu controle ser feito a baixa potência e por um sinal PWM.

Este circuito utiliza um transistor Mosfet, BUZ41A que é utilizado para o controle da carga, ele é capaz de suportar tensões de até 500 Volts com uma carga de até 4.5A. No 

Neste circuito o Mosfet com modulação por largura de pulso (PWM) utiliza uma ponte de díodos para controlar a tensão que vai para sua saída, no caso  uma lâmpada incandescente.  A modulação por largura de pulso, PWM (do inglês Pulse-Width Modulation) é um uma técnica utilizada para codificar dados em um sinal pulsante,  a sua utilização principal é permitir o controle da potência de dispositivos elétricos.

O funcionamento do Dimmer PWM

Ton Giesberts foi o desenvolvedor desse projeto e ele foi publicado na revista Elektor Electronics. O funcionamento é simples, D6, R5 e C2 formam um retificador para o acoplador ótico e o sistema de acionamento do gate do Mosfet. R5 limita os pulsos de corrente através do diodo D6 a cerca de 1,5 A. A tensão através do capacitor C2 é regulada para um valor máximo de 10 Volts por R3, R4, C1 e D1. Um acoplador ótico e a resistência R2 são utilizados para a condução do gate do Mosfet.

O resistor R1 protege o LED do acoplador ótico e também funciona como um  limitador de corrente normal, de modo que uma tensão pode ser aplicada com segurança. O transistor no acoplador ótico está ligado à fonte de alimentação positiva de forma que T1 pode conduzir tão rapidamente quanto possível. A fim de reduzir o pico de comutação como consequência da indutância parasita, o valor do resistor R2 foi selecionado para ser não muito baixo, cerca de 22 kohm.

Uma vantagem adicional deste circuito é que o Mosfet irá chegar a uma potência um pouco maior do que se pode esperar utilizando um sinal PWM . Quando a tensão através de T1 reduz, a tensão através D1 permanece igual a 10 Volts até a um ciclo de trabalho de 88%. Um ciclo de trabalho mais elevado resulta em uma tensão mais baixa, exemplo, a 94% a tensão é de 4,8 Volts que se mostrou ser apenas o suficiente para conduzir T1. Este valor pode ser considerado o ciclo de trabalho máximo, onde o transistor tem 100% de condução.

A 230 Volts de tensão de rede, a tensão através da lâmpada na saída do circuito é de apenas 2,5 Volts inferior, medido com uma lâmpada de 100 Watts. Só para ficar claro, note que este circuito não pode ser usado para controlar cargas indutivas, também lâmpadas eletrônicas fluorecentes não podem ser reguladas com este circuito. O Mosfet T1 é ligado de forma assíncrona com a frequência da rede e isso pode causar correntes CC.

Os resistores R3 e R4 devem ser de 1Watt, e os demais de 1/4 de Watt. O acoplador ótico usado é o CNY65, que tem um isolamento classe II , isso garante a segurança do circuito. O Mosfet deve ser montado em um bom dissipador de calor para evitar problemas. O circuito pode ser controlado com um Arduino, um microcontrolador PIC ou até um circuito integrado 555 como controlador PWM sem problema algum. Como este circuito é ligado diretamente a rede elétrica todo cuidado é pouco e só deve ser montado por pessoas experientes.

A folha de dados do Transistor Mosfet BUZ41A está disponível em: 24_05_04 Transistor Mosfet BUZ41A.

© Direitos de autor. 2018: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 10/11/2018

EX 17.2 - Transistor de Efeito de Campo de Oxido Metal como chave de toque

Este é um circuito eletrônico de uma chave acionada por toque.

Uma chave de toque é uma chave elétrica que abre ou fecha com apenas o toque dos dedos, ele não contem partes mecânicas para o acionamento, apenas eletrônica, o seu ponto de toque  são duas pequenas placas que servem como sensores e ao encostar o dedo simultaneamente nas placas o dedo forma uma resistência entre as placas, essa resistência é que aciona o circuito.

O circuito eletrônico da chave de toque é capaz de comutar o acendimento de uma lâmpada facilmente.

O diodo zener do circuito protege a porta do transistor de possíveis sobrecarga, este circuito de toque só funciona enquanto o usuário estiver com os dedos no sensor, mas pode ser acrescentado um capacitor para prolongar o tempo que vai permanecer ligado mesmo depois de retirado o dedo do sensor.

Com capacitor de  330nF a  lâmpada permanecerá acesa por 10 a 20 segundos dependendo da potencia da lâmpada. Para correntes de até 1 Ampere pode ser utilizado um transistor Mosfet IRFD110, já para correntes de até 9 Amperes um transistor Mosfet IRF520 vai funcionar muito bem.

Para correntes maiores podem ser usados os transistores  Mosfets BUZ11 ou lRF630, como também funciona plenamente utilizando um relé.

A folha de dados do Transistor Mosfet IRF630 está disponível em: 24_05_04 Transistor Mosfet IRF630.

O diagrama elétrico do circuito de controle por toque com Transistor Mosfet IRF630 está disponível em: 24_05_05 Controle por toque com Transistor Mosfet IRF630.

O diagrama elétrico do circuito de controle por toque com Transistor Mosfet IRF630 e Contator está disponível em: 24_10_28 Controle por toque com Transistor Mosfet IRF630 e Contator.

© Direitos de autor. 2018: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 00/05/2024

Ex 17.1 - Transistor Darlington como sirene bitonal

Os transistores Darlington, com ganhos de 700 a 10 000 e capacidade de corrente de até 4 ou 5 A, encontram uma ampla gama de aplicações, tanto na eletrônica recreativa como também em eletrônica industrial consistindo em verdadeiros integrados, que contam com dois transistores e resistores, estes componentes podem operar cargas de correntes elevadas a partir de pequenos sinais, como os obtidos na saída de circuitos TTL e CMOS e mesmo transdutores.

Uma aplicação que pode ter tanto finalidade recreativa como também equipar viaturas que precisem de um sinal de alerta forte é a sirene, cujo diagrama é mostrado na figura 5.

O tom básico é dado pelo capacitor C2, enquanto que a intermitência é dada pelo capacitor C1; ambos podem ser alterados numa ampla faixa de valores.

A potência de alguns watts é obtida de um Darlington TIP112 que excita diretamente um alto-falante de bom rendimento de 4 ohms x 10 watts.

O transistor Q1 deve ser montado num radiador de calor, e a alimentação para os integrados 7400 deve ser de 5 V, obtidos de um 7805.

O fusível F1 serve de proteção para a entrada do sistema, interrompendo a corrente em caso de curtos.

Referência e circuito: Instituto Newton C. Braga. 

A folha de dados do transistor NPN Darlington TIP112 está disponível em: 24_05_06 Transistor NPN Darlington TIP112.

© Direitos de autor. 2018: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 10/05/2024

Aula 17 - Transistores de potência: Darlington, MOSFET e IGBT

Transistor Darlington

O Transistor Darlington nada mais é do que a ligação de vários transistores com a finalidade de aumentar o ganho. O ganho (HFE) total do Darlington é a multiplicação dos ganhos individuais de cada um dos transistores.Se ligarmos dois transistores do mesmo tipo (PNP ou NPN) da forma indicada na figura, poderemos ter um circuito em que a amplificação final será o produto das amplificações dos transistores usados. Por exemplo, se usarmos dois transistores com ganho 100, o circuito formado terá ganho 100 x 100 = 10 000!

Podemos fabricar num mesmo invólucro dois transistores já ligados desta forma, de modo a termos um "super transistor" ou um transistor "Darlington".

Os transistores Darlington são muito úteis quando se deseja alta amplificação, já que o segundo transistor do par pode ser feito de modo a conduzir correntes intensas. Assim, os Darlingtons de Potência podem controlar correntes muito intensas a partir de sinais fracos. O aspecto externo de um transistor Darlington é o mesmo de um transistor comum.

Só podemos saber que se trata de um Darlington pelo seu número, consultando um manual. Por exemplo, o TIP31 é um transistor comum enquanto que o TIP120 é um transistor Darlington de potência. As especificações desses transistores são as mesmas dos transistores bipolares comuns.

Vantagens: Maior ganho de corrente; tanto o disparo como bloqueio são sequenciais e a queda de tensão em saturação é constante.

Desvantagens: Utilização apenas com médias frequências e médias potências.

Transistor de Efeito de Campo de Óxido Metal

O Transistor de Efeito de Campo de Óxido Metal (MOSFET) é construído a partir de um canal de silício (do tipo n), é aplicado uma fina camada de óxido de silício (isolante) ao longo da superfície do canal, e, em seguida, coloca o Gate de Metal sobre o óxido e finalmente são colocado os dois terminais (dreno e fonte). Este dispositivo é conhecido como um transistor de efeito de campo de porta isolada (IGFET) ou mais comumente chamado de um MOSFET. Na ausência de tensão no elétrodo de porta (Gate), o canal N é apenas uma resistência de semicondutor que conduz a corrente em função da tensão aplicada entre a fonte (S) e o dreno (D), portanto, não há região de depleção.

MOSFET Canal N com depleção com normal (polarização reversa): Com uma tensão apropriada aplicada entre a fonte e o dreno, a corrente irá fluir através do canal, como em uma resistência de semicondutores. No entanto, se aplicar uma tensão negativa no Gate, ele terá de uma pequena carga estática negativa. Esta tensão negativa irá repelir elétrons, afastando-se da porta e cria uma região de depleção em torno da área da porta, o que restringe a largura útil do canal, reduzindo a corrente que flui no canal. Este tipo de FET opera através da criação de uma região de depleção dentro do canal existente.

Além dos MOSFET P e N (seta do terminal source que sai ou entra) , os MOSFETs também são de dois tipos : D - MOSFET (símbolo de traço contínuo) e E - MOSFET ( simbolo de traço pontilhado) .

No D-MOSFET do tipo de esgotamento, um canal já está construído fisicamente e a tensão da fonte da porta é necessária para desligar o dispositivo.

Em um E-MOSFET do tipo aprimoramento, não há nenhuma existência de canal pré-construído. A tensão aplicada através da porta é necessária para criar um canal para sua condutância.

A vantagem básica do MOSFET é que não há corrente de Gate, assim, a resistência de entrada deste dispositivo é essencialmente infinito. No entanto a fina camada de vidro não pode suportar a tensão muito alta, até mesmo a carga estática que você pode destruir o componente. Para evitar tais danos, MOSFETs são embalados em de metal com o condutores ligados à embalagem através de um anel de fio em torno deles, a qual permanece no lugar até que o dispositivo seja instalado no seu circuito. A segunda desvantagem tem a ver com a capacitância inerente entre a porta e o canal. Pode não parecer muito, mas limita a resposta de frequência em circuitos analógicos, ou a velocidade máxima de comutação de circuitos digitais.

Transistor Bipolar de Porta Isolada

O IGBT (Insulated Porta Bipolar Transistor) alia a facilidade de acionamento dos MOSFET com as pequenas perdas em condução dos TBP. Sua velocidade de comutação é semelhante à dos transistores bipolares. Este componente aproveita as melhores características do IGFETs e do BJTs, em um dispositivo chamado Insulated-Gate Bipolar Transistor ( IGBT ),  que é equivalente a um par de Darlington IGFET e BJT. O IGFET controla a corrente de base de um BJT, que lida com a corrente de carga principal entre coletor e emissor. Desta forma, não é muito elevado ganho de corrente (uma vez que a porta isolados do IGFET extrai praticamente nenhuma corrente a partir do circuito de controlo), mas a queda de tensão coletor-emissor, durante a condução plena é tão baixo como o de um BJT comum.

Uma desvantagem do IGBT em relação ao BJT padrão é o tempo mais lento para o desligamento. Para comutação rápida e capacidade de manipulação de alta corrente, é difícil bater o transistor de junção bipolar. Melhoria no tempo de desligamento (turn-off) no IGBT pode ser conseguido por certas alterações no desenho, mas só à custa de uma maior queda de tensão entre coletor e emissor. No entanto, o IGBT fornece uma boa alternativa para IGFETs e BJTs para aplicações de alta corrente.

A estrutura do IGBT é similar à do MOSFET, mas com a inclusão de uma camada P+ que forma o coletor do IGBT. Em termos simplificados pode-se analisar o IGBT como um MOSFET no qual a região N- tem sua condutividade modulada pela injeção de portadores minoritários (lacunas), a partir da região P+, uma vez que J1 está diretamente polarizada. Esta maior condutividade produz uma menor queda de tensão em comparação a um MOSFET similar.

O controle de componente é análogo ao do MOSFET, ou seja, pela aplicação de uma polarização entre porta e emissor. Também para o IGBT o acionamento é feito por tensão. A máxima tensão suportável é determinada pela junção J2 (polarização direta) e por J1 (polarização inversa). Como J1 divide 2 regiões muito dopadas, conclui-se que um IGBT não suporta tensões elevadas quando polarizado inversamente.

Para escolha do IGBT devemos verificar os limites de tensão e de corrente. Os IGBT atingem potências mais elevadas, indo até 1200V/500A. Como o acionamento do IGBT é muito mais fácil do que o do TBP, seu uso tem sido crescente, em detrimento dos TBP. Outro importante critério para a seleção refere-se às perdas de potência no componente. Assim, aplicações em alta frequência (acima de 50kHz) devem ser utilizados MOSFETs. Em frequências mais baixas, qualquer 1 dos 3 componentes podem responder satisfatoriamente. No entanto, as perdas em condução dos TBPs e dos IGBTs são sensivelmente menores que as dos MOSFET.

© Direitos de autor. 2018: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 10/11/2014

EX 16.4 - Transistor de Uni-junção Programável como oscilador

O PUT (Transistor de Unijunção Programável) é um dispositivo de quatro camadas, semelhante ao SCR. 

A diferença é que no PUT, o terminal de gatilho situa-se na região N, próxima ao anodo.

Apesar de sua semelhança física com o SCR, o PUT é chamado transistor de unijunção, por ser utilizado em circuitos, onde poderiam ser utilizados UJT’s convencionais. As características elétricas do PUT e do UJT são semelhantes, mas a tensão de disparo do PUT é programável. Além disso, o PUT é mais rápido e mais sensível do que o UJT. O PUT é chamado de programável, pois, enquanto no UJT o parâmetro η (divisor resistivo) é uma característica construtiva, no PUT ele é fixado por resistores externos.

Seu funcionamento é igual ao do UJT, porém se difere do mesmo em algumas características, podendo ser utilizado em osciladores de baixa frequência, disparadores, estabilizadores, geradores de sinais, dentes de serra e em sistemas temporizados. 

Sua estrutura interna e constituída de Anodo, Catodo e Gate.

Através da fórmula, imposta pelo fabricante, é possível determinar a tensão de disparo do PUT através da fórmula: VP = VBB + η , donde: VP representa a tensão de disparo, VBB a tensão de alimentação ou tensão entre as bases do PUT (a ser regulada pelo projetista) e η a relação intrínseca de espera imposta pelo projetista, através de resistores externos, podendo ser calculado também pela fórmula η= RB1/(RB1=RB2) (resistor da Base 1 e resistor da Base 2). O valor determinado pela fórmula, corresponde a tensão necessária para que o Gate comece a conduzir o PUT.

A folha de dados do transistor de uni-junção programável 2N6027 está disponível em: 24_05_06 Transistor de unijunção programável 2N6027.

© Direitos de autor. 2018: Gomes; Sinésio Raimundo. Última atualização: 10/11/2014

EX 16.3 - Transistor de Uni-junção como oscilador de relaxação

O transistor uni-junção (UJT) apresenta em sua curva característica uma região de resistência negativa, essa propriedade possibilitam o seu aproveitamento na geração de formas de onda num circuito denominado "oscilador de relaxação". Basicamente, este oscilador aproveitam as características de disparo do componente, que ocorre quando a tensão aplicada atinge certos valores. 

Esse oscilador é então do tipo RC em que um capacitor se carrega através de um resistor e a velocidade com que isso ocorre determina a frequência de operação do circuito. Na figura 1 temos um circuito completo de um oscilador com um transistor uni-junção. Quando a tensão no capacitor atinge o valor de disparo, o transistor uni-junção conduz intensamente entre o emissor e a base B1, produzindo-se assim sua descarga com a geração de um pulso. O transistor uni-junção também não consegue gerar sinais em frequências que vão acima de algumas dezenas de quilohertz.

A frequência de um circuito desse tipo, pode ser calculada por uma fórmula dada a seguir:

• f = 1/(1,1 x R x C); Onde: f = frequência em hertz (Hz), R = resistência em Ω e C = capacitância em Farads (F)

Numa aplicação como temporizador, o circuito produz um pulso depois de um intervalo de tempo dado por:

• T = 1,1 x R x C; Onde: T é o período de temporização em segundos, R = resistência em Ω e C = capacitância em Farads (F)

Para um resistor de 2 M Ω e um capacitor de 10 µF o tempo obtido para a produção do pulso será de 22 segundos aproximadamente. Na prática esse valor pode sair um pouco do esperado dada as tolerâncias dos componentes usados.

A folha de dados do transistor de uni-junção 2N2646 está disponível em: 24_05_05 Transistor de uni-junção 2N2646.

Referência e circuito: Instituto Newton C. Braga. 

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